TL 494

ریز مدار شامل یک کنترل کننده PWM و یک خط مقایسه کننده است که ولتاژهای خروجی را نظارت می کند و در تولید سیگنال P.G شرکت می کند. و یک مرحله تطبیق متشکل از یک ترانسفورماتور و سوئیچ ترانزیستور. به عنوان یک کنترل کننده PWM، ریزمدار TL494 (TL493، TL495) از TEXAS INSTRUMENTS یا آنالوگ آن، ریز مدار MPC494 از NEC، استفاده می شود. ظاهر و چیدمان پاها در شکل نشان داده شده است. 1، و بلوک دیاگرام TL494 در شکل 2 نشان داده شده است.

برنج. 1

برنج. 2

اگر پایه دوازدهم با ولتاژ تغذیه از +7 تا 40 ولت تغذیه شود، آی سی راه اندازی می شود.پایه های 1 و 2 به ترتیب ورودی های مستقیم و معکوس کننده تقویت کننده خطا بر اساس سیگنال فیدبک هستند، پایه 4 ورودی برای تنظیم "منطقه مرده" است (این زمانی است که هر دو ترانزیستور خروجی ریز مدار حتی در حداکثر بسته می شوند. مصرف برق)، پایه های 5 (St) و 6 (Rt) برای اتصال عناصر خارجی ژنراتور ولتاژ اره ای داخلی استفاده می شود، پایه 7 رایج است، پایه های 8 و 9 جمع کننده و امیتر اولین ترانزیستور هستند، پایه های 11 و 10 به ترتیب کلکتور و امیتر ترانزیستور دوم هستند، پایه 12 ولتاژ تغذیه است، پایه 13 انتخاب حالت عملکرد (حالت عملکرد یک یا دو زمانه) است. اگر ولتاژ مثبت 2.4 ... 5 ولت در این پین وجود داشته باشد (منطقی "1" برای مدارهای TTL)، یک حالت فشار کشش انجام می شود، ترانزیستورهای Q1 و Q2 به طور متناوب باز می شوند، پالس های خروجی از یکدیگر پیروی می کنند. با تغییر فاز اگر ولتاژ در این پایه 0 ... 0.4 V باشد (منطقی "0" برای مدارهای TTL) - حالت تک چرخه، در حالی که ترانزیستورها را می توان به صورت موازی برای افزایش جریان خروجی متصل کرد. پایه 14 خروجی ولتاژ مرجع (+5 ولت) از منبع ولتاژ مرجع تثبیت شده داخلی است، پایه های 16 و 15 به ترتیب ورودی های مستقیم و معکوس تقویت کننده خطا بر اساس سیگنال حد جریان هستند. کنترلر PWM در یک فرکانس ثابت کار می کند و حاوی یک ژنراتور ولتاژ دندانه اره داخلی است که برای تنظیم فرکانس فقط به دو جزء خارجی نیاز دارد - مقاومت Rt و خازن St. فرکانس تولید با فرمول تعیین می شود:

t=1.1/RtSt

بر اساس واحدهای عملکردی که ریز مدار را تشکیل می دهند، می توان آن را به دو قسمت آنالوگ و دیجیتال تقسیم کرد.

قسمت آنالوگ شامل تقویت کننده های خطا می باشد DA 3، DA1.

- مقایسه کننده ها DA 1، DA2

- ژنراتور ولتاژ دندانه دار D.A.6

- منابع کمکی DA 5، DA 7، DA8

تمام عناصر دیگر، از جمله ترانزیستورهای خروجی، بخش دیجیتال را تشکیل می دهند.

از نمودارهای زمانی نشان داده شده در شکل. 3 مشاهده می شود که لحظات ظهور پالس های کنترل خروجی و همچنین مدت زمان آنها توسط وضعیت خروجی عنصر منطقی تعیین می شود. DD1. بقیه منطق فقط یک عملکرد کمکی انجام می دهد و پالس های خروجی را به دو کانال تقسیم می کند. هنگامی که با یک امیتر مشترک روشن می شود، پالس های خروجی با انتشار گازهای گلخانه ای از سطح مثبت به سمت پایین هدایت می شوند. با یک کلکتور مشترک، انتشار به سمت بالا است. همه پالس های دیگر با انتشار گازهای گلخانه ای به سمت بالا هدایت می شوند. ماشه DD 2 پویا فشار کش است D- یک ماشه اصل عملکرد آن به شرح زیر است هر یک از پالس های خروجی عنصر DD 1 با لبه منفی خود ماشه را تغییر می دهد DD2 و این باعث تغییر کانال عبور پالس بعدی می شود، یعنی ظاهر دو پالس باز شدن قفل را در یک دوره عملیاتی از بین می برد.

بخش دیجیتال.

بیایید عملکرد یک دوره از مسیر دیجیتال را در نظر بگیریم (شکل 3 را ببینید.) بیایید فرض کنیم که در یکی از خروجی ها DD 2 به عنوان مثال Q یک منطقی وجود دارد و در مورد دوم /س صفر منطقی، در این مورد در هر دو خروجی DD 3 واحد آویزان خواهد شد، بنابراین در خروجی DD 5 یک صفر منطقی خواهد بود، زیرا از خروجی DD 5 فقط در صورتی می توانید یکی را دریافت کنید که هر دو ورودی باشند DD 5 صفرها را نشان می دهد. به همین دلیل ترانزیستور VT5 بسته خواهد شد. وضعیت خروجی DD 4 یک صفر منطقی خواهد بود که به یکی از ورودی ها می آید DD6، در نتیجه به پالس اجازه می دهد از کانال پایینی عبور کند. پالس خروجی روی ترانزیستور ظاهر می شود. VT 2 در طول مکث بین پالس های خروجی عنصر DD 1. (یعنی برای زمانی که در خروجی DD 1 نمودار فاصله صفر موجود است t 1- t2) شروع پالس خروجی بعدی عنصر DD 1 (لحظه t 2 نمودار) وضعیت عناصر مسیر دیجیتال ریزمدار را تغییر نمی دهد، به استثنای عنصر DD 6، که در خروجی آن یک صفر منطقی ظاهر می شود، بنابراین ترانزیستور VT2 بسته می شود.تکمیل پالس خروجی DD1 (ممان t3) باعث می شود وضعیت خروجی های DD2 به عکس تغییر کند. بنابراین وضعیت خروجی عناصر DD3,DD4 تغییر می کند.مکثی که در خروجی DD1 شروع می شود باعث عبور پالس خروجی از کانال بالایی می شود.بنابراین ایده اصلی عملکرد مسیر دیجیتال است. این است که مدت زمان پالس خروجی با مدت زمان مکث بین پالس های خروجی DD1 تعیین می شود.اگر خروجی 13 میکرو مدار باشد یک واحد منطقی را تامین می کند، ترانزیستورهای VT1 و VT2 نسبت به یکدیگر با تغییر فاز دنبال می شوند. اگر منبع تغذیه بر اساس یک مدار فشار کش کار شود از این حالت کار استفاده می شود. اگر یک صفر منطقی روی پین 13 اعمال شود، عناصر ریزمدار DD3 و DD4 مسدود می شوند، یعنی. وضعیت خروجی آنها تغییر نخواهد کرد. پالس های خروجی بدون تغییر فاز دنبال خواهند شد. این حالت کار در صورتی استفاده می شود که قسمت برق منبع تغذیه مطابق مدار تک چرخه ساخته شده باشد. با این پیاده سازی، کلکتورها و امیترهای ترانزیستورها به منظور افزایش توان با هم ترکیب می شوند.

بخش آنالوگ.

وضعیت خروجی DD1 توسط سیگنال خروجی نمودار DA2 مقایسه‌کننده PWM که به یکی از ورودی‌های DD1 ارائه می‌شود، تعیین می‌شود. سیگنال خروجی مقایسه کننده DA1 (نمودار 2) که به یکی از ورودی های DD1 می رسد در عملکرد عادی تأثیری ندارد، زیرا سیگنال PWM خروجی مقایسه کننده DA2 گسترده تر است. علاوه بر این، می توان مشاهده کرد که وقتی سطح ولتاژ در ورودی مستقیم مقایسه کننده تغییر می کند D.A. 2، عرض پالس های خروجی به طور متناسب تغییر می کند. در حالت عادی، سطح ولتاژ ورودی D.A. 2 فقط با وضعیت تقویت کننده خطا تعیین می شود D.A. 3، زیرا از سطح ولتاژ فراتر می رود D.A.4. بنابراین، هنگامی که یک سیگنال بازخورد به اولین پایه ریز مدار اعمال می شود، سطح ولتاژ در ورودی مقایسه کننده PWM تغییر می کند.از نمودارهای زمان بندی چنین می شود که اگر عرض پالس های خروجی D.A. 2 تغییر به دلایلی، کنترل به مقایسه کننده "منطقه مرده" منتقل می شود D.A. 1. خطرناک ترین لحظه در عملکرد ریز مدار لحظه ای است که در ورودی مستقیم D.A.1 هنگ پتانسیل برابر با "0" است. این بدان معنی است که تکانه های کنترل عملا یکی پس از دیگری دنبال می شوند. بنابراین، وضعیتی به نام "خرابی قفسه ترانزیستور" ممکن است ایجاد شود، وضعیتی که یک ترانزیستور هنوز بسته نشده است، و دومی در حال حاضر باز است. جریان در این حالت سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور قدرت را دور می زند و عملاً نامحدود است. عواقب این وضعیت معمولاً فاجعه بار است، معمولاً خرابی یکسو کننده دیود و همچنین خرابی کلیدهای برق اینورتر، بنابراین، کنترل باید به گونه ای طراحی شود که ابتدا یکی از ترانزیستورها بسته شود و سپس دیگر باز می شود برای این منظور، یک منبع ولتاژ داخلی در مدار گنجانده شد D.A.7 (0.1 V).

اینکه چگونه خودتان یک منبع تغذیه کامل با محدوده ولتاژ قابل تنظیم 2.5-24 ولت بسازید، بسیار ساده است؛ هرکسی می تواند آن را بدون تجربه رادیویی آماتور تکرار کند.

ما آن را از یک منبع تغذیه رایانه قدیمی، TX یا ATX می‌سازیم، خوشبختانه در طول سال‌های عصر رایانه شخصی، هر خانه‌ای قبلاً مقدار کافی سخت‌افزار رایانه قدیمی را جمع‌آوری کرده است و احتمالاً یک منبع تغذیه وجود دارد. همچنین در آنجا ، بنابراین هزینه محصولات خانگی ناچیز خواهد بود و برای برخی از استادان صفر روبل خواهد بود.

من این بلوک AT را برای اصلاح دریافت کردم.

هرچه از منبع تغذیه قوی تر استفاده کنید نتیجه بهتری می گیرید، اهدا کننده من فقط 250 وات با 10 آمپر روی باس +12 ولت است، اما در واقع، با بار تنها 4 A، دیگر نمی تواند مقابله کند، ولتاژ خروجی کاهش می یابد. به صورت کامل.

ببین روی کیس چی نوشته

بنابراین، خودتان ببینید که قصد دارید چه نوع جریانی را از منبع تغذیه تنظیم شده خود، این پتانسیل اهداکننده دریافت کنید و بلافاصله آن را در آن قرار دهید.

گزینه های زیادی برای اصلاح منبع تغذیه استاندارد رایانه وجود دارد، اما همه آنها بر اساس تغییر در سیم کشی تراشه آی سی - TL494CN (آنالوگ های آن DBL494، KA7500، IR3M02، A494، MV3759، M1114EU، MPC494C، و غیره) هستند.

شکل شماره 0 پینوت ریزمدار TL494CN و آنالوگها.

بیایید به چندین گزینه نگاه کنیماجرای مدارهای منبع تغذیه کامپیوتر، شاید یکی از آنها مال شما باشد و کار با سیم کشی بسیار آسان تر شود.

طرح شماره 1.

بریم سر کار
ابتدا باید محفظه منبع تغذیه را جدا کنید، چهار پیچ را باز کنید، پوشش را بردارید و به داخل نگاه کنید.

ما به دنبال یک چیپ روی برد از لیست بالا هستیم، اگر وجود نداشت، می توانید به دنبال یک گزینه اصلاح در اینترنت برای آی سی خود باشید.

در مورد من، یک تراشه KA7500 روی برد پیدا شد، به این معنی که می‌توانیم شروع به مطالعه سیم‌کشی و محل قطعات غیرضروری کنیم که باید برداشته شوند.

برای سهولت کار ابتدا کل برد را کاملا باز کرده و از روی کیس جدا کنید.

در عکس کانکتور برق 220 ولت است.

بیایید برق و فن را قطع کنیم، سیم‌های خروجی را لحیم کنیم یا قطع کنیم تا در درک ما از مدار اختلال ایجاد نکنند، فقط سیم‌های ضروری را بگذاریم، یکی زرد (+12v)، مشکی (معمول) و سبز* (شروع) روشن) اگر وجود داشته باشد.

واحد AT من سیم سبز ندارد، بنابراین با وصل شدن به پریز بلافاصله شروع به کار می کند. اگر دستگاه ATX است، پس باید سیم سبز داشته باشد، باید به سیم "معمول" لحیم شود، و اگر می خواهید یک دکمه پاور جداگانه روی کیس ایجاد کنید، فقط یک سوئیچ در شکاف این سیم قرار دهید. .

اکنون باید ببینید که هزینه خازن های بزرگ خروجی چند ولت است، اگر آنها می گویند کمتر از 30 ولت، پس باید آنها را با خازن های مشابه جایگزین کنید، فقط با ولتاژ کاری حداقل 30 ولت.

در عکس خازن های مشکی به عنوان جایگزینی برای خازن آبی وجود دارد.

این کار به این دلیل انجام می شود که واحد اصلاح شده ما نه 12+ ولت، بلکه تا 24+ ولت تولید می کند و بدون تعویض، خازن ها به سادگی در اولین آزمایش در ولتاژ 24 ولت، پس از چند دقیقه کارکرد منفجر می شوند. هنگام انتخاب یک الکترولیت جدید، کاهش ظرفیت توصیه نمی شود، افزایش آن همیشه توصیه می شود.

مهمترین بخش کار.
ما تمام قطعات غیر ضروری در هارنس IC494 را حذف می کنیم و سایر قسمت های اسمی را لحیم می کنیم تا نتیجه یک هارنس مانند این باشد (شکل شماره 1).

برنج. شماره 1 تغییر در سیم کشی ریز مدار IC 494 (طرح تجدید نظر).

ما فقط به این پایه های ریز مدار شماره 1، 2، 3، 4، 15 و 16 نیاز خواهیم داشت، به بقیه توجه نکنید.

برنج. گزینه شماره 2 برای بهبود بر اساس مثال طرح شماره 1

توضیح نمادها

شما باید کاری شبیه این انجام دهید، پایه شماره 1 (جایی که نقطه روی بدنه است) ریز مدار را پیدا می کنیم و آنچه را که به آن وصل شده است مطالعه می کنیم، تمام مدارها باید حذف و قطع شوند. بسته به نحوه قرارگیری مسیرها و قطعات لحیم شده در اصلاح خاص تخته، گزینه اصلاح بهینه انتخاب می شود؛ این ممکن است لحیم کاری و بلند کردن یک پایه قطعه (شکستن زنجیر) باشد یا بریدن آن آسان تر باشد. مسیر با چاقو پس از تصمیم گیری در مورد برنامه اقدام، روند بازسازی را طبق طرح تجدید نظر آغاز می کنیم.

عکس جایگزینی مقاومت ها با مقدار لازم را نشان می دهد.

در عکس - با بلند کردن پاهای قطعات غیر ضروری زنجیر را می شکنیم.

برخی از مقاومت‌هایی که قبلاً در نمودار سیم‌کشی لحیم شده‌اند، می‌توانند بدون تعویض آنها مناسب باشند، به عنوان مثال، ما باید یک مقاومت با R=2.7k متصل به «معمول» قرار دهیم، اما از قبل R=3k به «معمول» متصل است. "، این برای ما بسیار مناسب است و آن را بدون تغییر رها می کنیم (به عنوان مثال در شکل شماره 2، مقاومت های سبز تغییر نمی کنند).

روی عکس- مسیرها را برش دهید و جامپرهای جدید اضافه کنید، مقادیر قدیمی را با یک نشانگر یادداشت کنید، ممکن است لازم باشد همه چیز را بازیابی کنید.

بنابراین، ما تمام مدارهای شش پایه ریز مدار را بررسی و دوباره انجام می دهیم.

این سخت ترین نقطه در کار دوباره بود.

ما تنظیم کننده های ولتاژ و جریان می سازیم.

مقاومت های متغیر 22k (تنظیم کننده ولتاژ) و 330 اهم (تنظیم کننده جریان) را می گیریم، دو سیم 15 سانتی متری را به آنها لحیم می کنیم، سرهای دیگر را طبق نمودار به تخته لحیم می کنیم (شکل شماره 1). روی پنل جلویی نصب کنید.

کنترل ولتاژ و جریان.
برای کنترل به یک ولت متر (0-30v) و یک آمپرمتر (0-6A) نیاز داریم.

این دستگاه ها را می توان در فروشگاه های آنلاین چینی با بهترین قیمت خریداری کرد؛ ولت متر من با تحویل فقط 60 روبل برای من هزینه دارد. (ولت متر: )

من از آمپرمتر خودم، از سهام قدیمی اتحاد جماهیر شوروی استفاده کردم.

مهم- در داخل دستگاه یک مقاومت جریان (سنسور جریان) وجود دارد که طبق نمودار (شکل شماره 1) به آن نیاز داریم، بنابراین، اگر از آمپرمتر استفاده می کنید، نیازی به نصب مقاومت جریان اضافی ندارید. باید آن را بدون آمپرمتر نصب کنید. معمولاً یک RC خانگی ساخته می شود، یک سیم D = 0.5-0.6 میلی متر در اطراف یک مقاومت MLT 2 وات پیچیده می شود، تمام طول را بچرخانید، انتهای آن را به پایانه های مقاومت لحیم کنید، این همه است.

هرکسی بدنه دستگاه را برای خود خواهد ساخت.
می توانید با بریدن سوراخ هایی برای تنظیم کننده ها و دستگاه های کنترلی آن را کاملاً فلزی رها کنید. من از ضایعات لمینت استفاده کردم، سوراخ کردن و برش آنها راحت تر است.

شرح

• طیف کاملی از عملکردهای کنترل PWM
• خروجی سینک یا جریان خروجی هر خروجی 200 میلی آمپر است
• می توان در حالت فشار کش یا تک ضربه کار کرد
• مدار سرکوب کننده دو پالس داخلی
• محدوده تنظیم گسترده
• ولتاژ مرجع خروجی 5V +-05%
• آسان برای سازماندهی هماهنگ سازی

معادل داخلی: 1114EU3/4.

ریزمدارهای TL493/4/5 که مخصوص ساخت منابع تغذیه ثانویه (SPS) هستند، قابلیت های گسترده ای را در هنگام طراحی مدارهای کنترل SPS در اختیار توسعه دهنده قرار می دهند. TL493/4/5 شامل یک تقویت کننده خطا، یک نوسان ساز متغیر داخلی، یک مقایسه کننده زمان مرده، یک ماشه کنترل، یک یونیزر دقیق 5 ولت و یک مدار کنترل مرحله خروجی است. تقویت کننده خطا یک ولتاژ حالت مشترک در محدوده -0.3...(Vcc-2) V تولید می کند. مقایسه کننده زمان مرده دارای یک افست ثابت است که حداقل مدت زمان مرده را به حدود 5% محدود می کند.

امکان همگام سازی ژنراتور داخلی با اتصال خروجی وجود دارد آربه خروجی ولتاژ مرجع و اعمال ولتاژ رمپ ورودی به پین با، که برای عملکرد همزمان چندین طرح IVP استفاده می شود. درایورهای خروجی مستقل روی ترانزیستورها این امکان را فراهم می کنند که مرحله خروجی را با استفاده از یک مدار امیتر مشترک یا یک مدار پیرو امیتر کار کند. مرحله خروجی ریز مدارهای TL493/4/5 در حالت تک چرخه یا فشار کش با قابلیت انتخاب حالت با استفاده از ورودی مخصوص کار می کند. مدار تعبیه شده بر هر خروجی نظارت می کند و از صدور یک پالس مضاعف در حالت فشار کشش جلوگیری می کند. دستگاه های دارای پسوند Lتضمین عملکرد طبیعی در محدوده دمایی –5…85C، با پسوند C تضمین عملکرد طبیعی در محدوده دمایی 0…70C.

بلوک دیاگرام TL494

طرح بندی پین

محدودیت های پارامتر

ولتاژ تغذیه 41 ولت

ولتاژ ورودی تقویت کننده (Vcc+0.3)V

ولتاژ خروجی کلکتور 41 ولت

جریان خروجی کلکتور 250 میلی آمپر

اتلاف توان کل در حالت پیوسته 1W

محدوده دمای محیط عملیاتی:

با پسوند L -25..85С

با پسوند С..0..70С

محدوده دمای ذخیره سازی -65…+150C

شرح کار

تراشه TL494 یک کنترل کننده PWM برای منبع تغذیه سوئیچینگ است که در فرکانس ثابت کار می کند و شامل تمام بلوک های لازم برای این کار است. ژنراتور ولتاژ دندان اره داخلی برای تنظیم فرکانس فقط به دو جزء خارجی R و C نیاز دارد. فرکانس ژنراتور با فرمول تعیین می شود: F osc =1.1/R*C

مدولاسیون عرض پالس خروجی با مقایسه ولتاژ دندانه اره ای مثبت بدست آمده در خازن به دست می آید. با، با دو سیگنال کنترل (نگاه کنید به نمودار زمان). گیت های NOR ترانزیستورهای خروجی را هدایت می کنند Q1و Q2فقط زمانی که خط ساعت ماشه داخلی وارد شده باشد کمحالت منطقی این فقط در زمانی رخ می دهد که دامنه ولتاژ رمپ از دامنه سیگنال های کنترل بیشتر باشد. در نتیجه، افزایش دامنه سیگنال های کنترلی باعث کاهش خطی متناظر در عرض پالس های خروجی می شود. سیگنال های کنترل به ولتاژهای تولید شده توسط مدار تنظیم زمان مرده (پایه 4)، تقویت کننده های خطا (پایه های 1، 2، 15، 16) و مدار بازخورد (پایه 3) اشاره دارند.

ورودی مقایسه‌کننده زمان مرده دارای یک افست 120 میلی‌ولتی است که حداقل زمان مرده خروجی را به 4 درصد اول مدت چرخه ولتاژ رمپ محدود می‌کند. این منجر به حداکثر چرخه کاری 96٪ در هنگام اتصال پایه 13 و 48٪ در هنگام ارجاع به پایه 13 می شود.

با اعمال ولتاژ ثابت در محدوده 0..3.3 ولت به ورودی تنظیم زمان مرده (پایه 4) می توانید مدت زمان مرده را در خروجی افزایش دهید. مقایسه کننده PWM عرض پالس های خروجی را از حداکثر مقدار تعیین شده توسط پتانسیل در ورودی تنظیم زمان مرده به صفر هنگام تغییر ولتاژ بازخورد از 0.5 به 3.5 ولت تنظیم می کند. هر دو تقویت کننده خطا دارای محدوده ورودی حالت مشترک از -0.3 تا (Vcc-2.0)V هستند و می توانند برای خواندن مقادیر ولتاژ یا جریان از خروجی منبع تغذیه استفاده شوند. خروجی تقویت کننده های خطا دارای یک فعال است بالاسطح ولتاژ و با عملکرد ترکیب شده است یادر ورودی غیر معکوس مقایسه کننده PWM. در این پیکربندی، تقویت‌کننده‌ای که به حداقل زمان برای روشن کردن خروجی نیاز دارد، بر حلقه کنترل غالب است. در هنگام تخلیه خازن بایک پالس مثبت در خروجی مقایسه‌کننده تنظیم زمان مرده تولید می‌شود، که ماشه را کلاک می‌کند و ترانزیستورهای خروجی را مسدود می‌کند. Q1و Q2. اگر یک ولتاژ مرجع به ورودی انتخاب حالت عملیاتی (پین 13) اعمال شود، ماشه مستقیماً دو ترانزیستور خروجی را در پادفاز (حالت فشار کش) کنترل می کند و فرکانس خروجی برابر با نصف فرکانس ژنراتور است. درایور خروجی همچنین می تواند در حالت تک سر کار کند، جایی که هر دو ترانزیستور به طور همزمان روشن و خاموش می شوند و حداکثر سیکل کاری کمتر از 50٪ مورد نیاز است. این حالت برای استفاده زمانی توصیه می شود که ترانسفورماتور دارای سیم پیچی حلقه ای با دیود گیره برای سرکوب گذرا باشد. اگر در حالت تک سر نیاز به جریان زیاد باشد، ترانزیستورهای خروجی می توانند به صورت موازی کار کنند. برای انجام این کار، باید ورودی انتخاب حالت عملکرد OTS را به زمین کوتاه کنید، که سیگنال خروجی را از ماشه مسدود می کند. فرکانس خروجی در این حالت برابر با فرکانس ژنراتور خواهد بود.

TL494 دارای یک مرجع 5 ولت داخلی است که می تواند تا 10 میلی آمپر جریان را برای بایاس اجزای مدار خارجی ارائه دهد. ولتاژ مرجع خطای 5% را در محدوده دمای کاری از 0 تا 70 درجه سانتیگراد مجاز می کند.

      بالاخره به ساختن کاردستی و مقاله دیگری رسیدیم. زایمان طولانی و دردناک بود. یک بار دیگر متقاعد شدم که ارائه مواد در مقایسه با مونتاژ خود دستگاه بسیار دشوار است. به هر حال! این یک مقدمه بود و ماهیت این داستان این است که یک بار دیگر مطالب مربوط به مبدل های تقویت کننده را بجوید. برای درک بهتر این هنر، یک نظریه کوچک را بیان می کنم. این کاردستی بر اساس اصل "فشار کش" یا به زبان ما "فشار کش" کار می کند. فشار کش یک مدار فشار کش است.

      اجازه دهید نمودار را به شما یادآوری کنم:

      مبدل شامل یک مدار کنترل PWM، یک آبشار بسته شدن اجباری ترانزیستورهای کلیدی (VT1 و VT2)، دو کلید قدرتمند (VT3، VT4)، ترانسفورماتور T1 و یکسو کننده با استفاده از دیودهای سریع است.

      یک ریز مدار از نوع TL494CN ساخت شرکت TEXAS INSTRUMENT (ایالات متحده آمریکا) به عنوان مدار کنترل استفاده می شود. توسط تعدادی شرکت خارجی با نام های مختلف تولید می شود. برای مثال، SHARP (ژاپن) ریزمدار IR3M02، FAIRCHILD (ایالات متحده آمریکا) iA494، سامسونگ (کره) KA7500، FUJITSU (ژاپن) MB3759 و غیره تولید می کند. همه این ریز مدارها آنالوگ کامل ریز مدار داخلی KR1114EU4 هستند.
      TL594 آنالوگ TL494 با دقت تقویت‌کننده خطا و مقایسه‌کننده بهبود یافته است.
      TL598 آنالوگ TL594 با یک تکرار کننده فشاری (pnp-npn) در خروجی است.

      مزایا:
مدارهای کنترل توسعه یافته، دو تقویت کننده دیفرانسیل (همچنین می توانند عملکردهای منطقی را انجام دهند)
      معایب:
خروجی های تک فاز نیاز به نصب اضافی دارند (در مقایسه با UC3825). هیچ کنترل فعلی در دسترس نیست، حلقه بازخورد نسبتاً کند است. اتصال همزمان دو یا چند آی سی به راحتی UC3825 نیست.

      بیایید نگاهی دقیق تر به طراحی و عملکرد این تراشه کنترلی بیندازیم. این به طور ویژه برای کنترل بخش برق UPS طراحی شده است و شامل:

      - منبع جریان مستقیم با مقدار اسمی 0.7 میلی آمپر DA8.
      - ژنراتور ولتاژ دندانه اره DA6; فرکانس GPG با مقادیر مقاومت و خازن متصل به پایه های 5 و 6 تعیین می شود و در کلاس منبع تغذیه مورد نظر تقریباً 60 کیلوهرتز انتخاب می شود.
      - منبع ولتاژ مرجع تثبیت شده DA5 (Uref=+5B) با خروجی خارجی (پایه 14).
      - مقایسه کننده منطقه مرده DA1;
      - مقایسه کننده PWM DA2;
      - تقویت کننده خطای ولتاژ DA3;
      - تقویت کننده خطا برای سیگنال حد فعلی DA4.
      - دو ترانزیستور خروجی VT1 و VT2 با کلکتورها و امیترهای باز.
      - ماشه فشار-کشش پویا D در حالت تقسیم فرکانس بر 2 - DD2;
      - عناصر منطقی کمکی DD1 (2-OR)، DD3 (2ND)، DD4 (2ND)، DD5 (2-OR-NOT)، DD6 (2-OR-NOT)، DD7 (NOT) ;
      - منبع ولتاژ ثابت با مقدار اسمی 0.1B DA7;
      - منبع جریان مستقیم با مقدار اسمی 0.7 میلی آمپر DA8.

      مدار کنترل شروع می شود، یعنی. در صورت اعمال ولتاژ تغذیه به پایه 12 که سطح آن در محدوده 7+ تا 40+ ولت است، توالی پالس‌ها روی پایه‌های 8 و 11 ظاهر می‌شوند.
      کل مجموعه واحدهای عملکردی که آی سی TL494 را تشکیل می دهند را می توان به بخش های دیجیتال و آنالوگ (مسیر سیگنال دیجیتال و آنالوگ) تقسیم کرد.
      قسمت آنالوگ شامل تقویت کننده های خطا DA3، DA4، مقایسه کننده های DA1، DA2، ژنراتور ولتاژ دندانه اره ای DA6 و همچنین منابع کمکی DA5، DA7، DA8 است. تمام عناصر دیگر، از جمله ترانزیستورهای خروجی، بخش دیجیتال (مسیر دیجیتال) را تشکیل می دهند.
      نمودارهای زمانبندی توضیح دهنده عملکرد ریزمدار:

     

مسیر دیجیتال

      از نمودارهای زمان بندی مشخص می شود که لحظات ظهور پالس های کنترل خروجی ریزمدار و همچنین مدت زمان آنها (نمودار 12 و 13) با وضعیت خروجی عنصر منطقی DD1 (نمودار) تعیین می شود. 5). بقیه "منطق" فقط عملکرد کمکی تقسیم پالس های خروجی DD1 را به دو کانال انجام می دهد. در این مورد، مدت زمان پالس های خروجی ریز مدار با مدت زمان حالت باز ترانزیستورهای خروجی آن VT1، VT2 تعیین می شود. از آنجایی که هر دوی این ترانزیستورها دارای کلکتورها و امیترهای باز هستند، می توان آنها را به دو طریق متصل کرد.
      هنگامی که طبق مداری با یک امیتر مشترک روشن می شود، پالس های خروجی از بارهای کلکتور خارجی ترانزیستورها (از پایه های 8 و 11 ریزمدار) حذف می شوند و خود پالس ها به صورت جهش هایی به سمت پایین هدایت می شوند. سطح مثبت (لبه های جلویی پالس ها منفی هستند). امیترهای ترانزیستورها (پایه های 9 و 10 میکرو مدار) در این حالت معمولاً به زمین متصل می شوند. هنگامی که طبق مداری با یک کلکتور مشترک روشن می شود، بارهای خارجی به امیترهای ترانزیستورها متصل می شوند و پالس های خروجی که در این حالت توسط ولتاژ هدایت می شوند (لبه های جلویی پالس ها مثبت هستند) از قطره چکان ها حذف می شوند. ترانزیستور VT1، VT2. کلکتورهای این ترانزیستورها به گذرگاه برق چیپ کنترل (Upom) متصل می شوند.
      پالس‌های خروجی واحدهای عملکردی باقی‌مانده که بخشی از بخش دیجیتال ریزمدار TL494 هستند، بدون توجه به نمودار مدار ریزمدار، به سمت بالا هدایت می‌شوند.
      Trigger DD2 یک D-trigger پویا push-pull است. اصل عملکرد آن به شرح زیر است. در لبه جلویی (مثبت) پالس خروجی عنصر DD1، وضعیت ورودی D فلیپ فلاپ DD2 در ثبات داخلی نوشته می شود. از نظر فیزیکی، این بدان معنی است که اولین فلیپ فلاپ موجود در DD2 سوئیچ می شود. هنگامی که پالس در خروجی عنصر DD1 به پایان می رسد، فلیپ فلاپ دوم در DD2 در امتداد لبه سقوط (منفی) این پالس سوئیچ می شود و وضعیت خروجی های DD2 تغییر می کند (اطلاعات خوانده شده از ورودی D در خروجی Q ظاهر می شود). . این امکان را از بین می برد که یک پالس باز کردن قفل در پایه هر یک از ترانزیستورهای VT1، VT2 دو بار در طول یک دوره ظاهر شود.
      در واقع، تا زمانی که سطح پالس در ورودی C ماشه DD2 تغییر نکرده باشد، وضعیت خروجی‌های آن تغییر نخواهد کرد. بنابراین، پالس از طریق یکی از کانال ها، به عنوان مثال کانال بالایی (DD3، DD5، VT1) به خروجی ریز مدار منتقل می شود. هنگامی که پالس در ورودی C به پایان می رسد، ماشه DD2 سوئیچ می کند، کانال بالایی را قفل می کند و کانال پایینی را باز می کند (DD4، DD6، VT2). بنابراین، پالس بعدی که به ورودی C و ورودی های DD5، DD6 می رسد از طریق کانال پایین به خروجی ریز مدار منتقل می شود. بنابراین، هر یک از پالس های خروجی عنصر DD1، با لبه منفی خود، سوئیچ DD2 را آغاز کرده و در نتیجه کانال عبور پالس بعدی را تغییر می دهد. بنابراین، ماده مرجع برای ریزمدار کنترل نشان می‌دهد که معماری ریز مدار، سرکوب دو پالس را فراهم می‌کند، یعنی. ظاهر دو پالس باز کننده قفل را بر اساس یک ترانزیستور در هر دوره حذف می کند.
      شرح مفصل تری از یک دوره عملکرد مسیر دیجیتالی ریزمدار.
      ظاهر یک پالس بازکننده بر اساس ترانزیستور خروجی کانال بالایی (VT1) یا پایینی (VT2) با منطق عملکرد عناصر DD5، DD6 ("2OR-NOT") و وضعیت تعیین می شود. عناصر DD3، DD4 ("2")، که به نوبه خود توسط وضعیت ماشه DD2 تعیین می شود.
      منطق عملکرد عنصر 2-OR-NOT، همانطور که مشخص است، این است که یک ولتاژ سطح بالا (منطقی 1) در خروجی چنین عنصری در تنها حالتی که سطوح ولتاژ پایین در هر دو وجود دارد ظاهر می شود. ورودی های آن (0 منطقی). برای سایر ترکیبات احتمالی سیگنال های ورودی، خروجی عنصر 2 OR-NOT سطح ولتاژ پایینی دارد (0 منطقی). بنابراین، اگر در خروجی Q از ماشه DD2 یک منطقی 1 وجود داشته باشد (لحظه t1 نمودار 5)، و در خروجی /Q یک 0 منطقی وجود داشته باشد، در هر دو ورودی عنصر DD3 (2I) وجود خواهد داشت. منطقی 1 و بنابراین، یک منطقی 1 در خروجی DD3 ظاهر می شود، و این به معنای در یکی از ورودی های عنصر DD5 (2OR-NOT) کانال بالایی است. بنابراین، صرف نظر از سطح سیگنالی که از خروجی عنصر DD1 به ورودی دوم این عنصر می رسد، وضعیت خروجی DD5 O منطقی خواهد بود و ترانزیستور VT1 در حالت بسته باقی می ماند. حالت خروجی عنصر DD4 منطقی 0 خواهد بود، زیرا 0 منطقی در یکی از ورودی های DD4 وجود دارد که از خروجی /Q فلیپ فلاپ DD2 می آید. 0 منطقی از خروجی عنصر DD4 به یکی از ورودی های عنصر DD6 می رسد و امکان عبور یک پالس از کانال پایین را فراهم می کند.
      این پالس قطبی مثبت (منطقی 1) در خروجی DD6 و بنابراین در پایه VT2 در طول مکث بین پالس های خروجی عنصر DD1 ظاهر می شود (یعنی برای زمانی که 0 منطقی در نقطه وجود دارد. خروجی DD1 - فاصله t1-t2 نمودار 5). بنابراین، ترانزیستور VT2 باز می شود و یک پالس روی کلکتور آن با یک موج به پایین از سطح مثبت ظاهر می شود (در صورت اتصال طبق مدار با یک امیتر مشترک).

      شروع پالس خروجی بعدی عنصر DD1 (محور t2 نمودار 5) وضعیت عناصر مسیر دیجیتالی ریزمدار را تغییر نمی دهد، به استثنای عنصر DD6 که در خروجی آن منطقی است. 0 ظاهر می شود و بنابراین ترانزیستور VT2 بسته می شود. تکمیل پالس خروجی DD1 (محور t3) باعث تغییر وضعیت خروجی های ماشه DD2 به عکس می شود (0 منطقی - در خروجی Q، منطقی 1 - در خروجی /Q). بنابراین، وضعیت خروجی عناصر DD3، DD4 تغییر خواهد کرد (در خروجی DD3 - منطقی 0، در خروجی DD4 - منطقی 1). مکث در خروجی عنصر DD1 که در لحظه t3 شروع شد، باز کردن ترانزیستور VT1 کانال بالایی را ممکن می کند. 0 منطقی در خروجی عنصر DD3 این امکان را "تأیید" می کند و آن را به ظاهر واقعی یک پالس بازکننده بر اساس ترانزیستور VT1 تبدیل می کند. این ضربه تا لحظه t4 ادامه دارد و پس از آن VT1 بسته می شود و فرآیندها تکرار می شوند.
      بنابراین، ایده اصلی عملکرد مسیر دیجیتالی ریزمدار این است که مدت زمان پالس خروجی در پایه‌های 8 و 11 (یا در پایه‌های 9 و 10) با مدت زمان تعیین می‌شود. مکث بین پالس های خروجی عنصر DD1. عناصر DD3، DD4 کانال عبور یک پالس را با استفاده از یک سیگنال سطح پایین تعیین می کنند، که ظاهر آن در خروجی های Q و /Q ماشه DD2 که توسط همان عنصر DD1 کنترل می شود، متناوب است. عناصر DD5، DD6 مدارهای تطبیق سطح پایین هستند.
      برای تکمیل شرح عملکرد ریز مدار، باید به یک ویژگی مهم دیگر اشاره کرد. همانطور که از نمودار عملکردی در شکل مشاهده می شود، ورودی عناصر DD3، DD4 با هم ترکیب شده و به پایه 13 ریزمدار خروجی می دهند. بنابراین، اگر یک 1 منطقی به پین ​​13 اعمال شود، عناصر DD3، DD4 به عنوان تکرار کننده اطلاعات از خروجی های Q و /Q تریگر DD2 کار خواهند کرد. در این حالت ، عناصر DD5 ، DD6 و ترانزیستورهای VT1 ، VT2 با تغییر فاز نیم دوره سوئیچ می شوند و از عملکرد قسمت برق UPS که مطابق مدار نیمه پل فشاری ساخته شده است اطمینان حاصل می کنند. اگر 0 منطقی به پین ​​13 اعمال شود، عناصر DD3، DD4 مسدود خواهند شد، یعنی. وضعیت خروجی این عناصر تغییر نخواهد کرد (0 منطقی ثابت). بنابراین، پالس های خروجی عنصر DD1 بر عناصر DD5، DD6 به همین ترتیب تأثیر می گذارد. عناصر DD5، DD6، و بنابراین ترانزیستورهای خروجی VT1، VT2، بدون تغییر فاز (به طور همزمان) سوئیچ می شوند. این حالت عملکرد ریز مدار کنترل در صورتی استفاده می شود که قسمت برق UPS طبق مدار تک چرخه ساخته شده باشد. در این حالت، کلکتورها و امیترهای هر دو ترانزیستور خروجی ریز مدار به منظور افزایش توان ترکیب می شوند.
      ولتاژ خروجی منبع داخلی ریزمدار Uref به عنوان یک واحد منطقی "سخت" در مدارهای فشار کش استفاده می شود (پایه 13 ریز مدار با پایه 14 ترکیب شده است). حال بیایید به عملکرد مدار آنالوگ ریزمدار نگاه کنیم.
      وضعیت خروجی DD1 توسط سیگنال خروجی مقایسه‌کننده PWM DA2 (نمودار 4) تعیین می‌شود که به یکی از ورودی‌های DD1 می‌رسد. سیگنال خروجی مقایسه کننده DA1 (نمودار 2) که به ورودی دوم DD1 ارائه می شود، بر وضعیت خروجی DD1 در عملکرد عادی تأثیر نمی گذارد، که توسط پالس های خروجی گسترده تر مقایسه کننده PWM DA2 تعیین می شود.
      علاوه بر این، نمودارها نشان می‌دهند که وقتی سطح ولتاژ در ورودی غیر معکوس مقایسه‌کننده PWM تغییر می‌کند (نمودار 3)، عرض پالس‌های خروجی ریزمدار (نمودار 12، 13) به نسبت تغییر می‌کند. در عملکرد عادی، سطح ولتاژ در ورودی غیر معکوس مقایسه کننده PWM DA2 تنها با ولتاژ خروجی تقویت کننده خطا DA3 تعیین می شود (از آنجایی که از ولتاژ خروجی تقویت کننده DA4 فراتر می رود) که بستگی به سطح آن دارد. سیگنال بازخورد در ورودی غیر معکوس آن (پین 1 میکرو مدار). بنابراین، هنگامی که یک سیگنال بازخورد به پایه 1 میکرو مدار اعمال می شود، عرض پالس های کنترل خروجی متناسب با تغییر سطح این سیگنال بازخورد تغییر می کند، که به نوبه خود، متناسب با تغییرات سطح تغییر می کند. از ولتاژ خروجی UPS، زیرا بازخورد از آنجا می آید.
      فواصل زمانی بین پالس‌های خروجی روی پایه‌های 8 و 11 ریزمدار، زمانی که هر دو ترانزیستور خروجی VT1 و VT2 بسته هستند، "مناطق مرده" نامیده می‌شوند. مقایسه‌کننده DA1 مقایسه‌گر «منطقه مرده» نامیده می‌شود، زیرا حداقل مدت زمان ممکن آن را تعیین می کند.
      از نمودارهای زمان بندی چنین بر می آید که اگر عرض پالس های خروجی مقایسه کننده PWM DA2 به دلایلی کاهش یابد، با شروع از عرض معینی از این پالس ها، پالس های خروجی مقایسه کننده DA1 گسترده تر از خروجی می شوند. پالس های مقایسه کننده PWM DA2 و شروع به تعیین وضعیت عنصر منطقی خروجی DD1 و بنابراین. عرض پالس های خروجی ریز مدار. به عبارت دیگر، مقایسه‌کننده DA1 عرض پالس‌های خروجی ریزمدار را در حداکثر سطح معینی محدود می‌کند. سطح محدودیت توسط پتانسیل در ورودی غیر معکوس مقایسه کننده DA1 (پایه 4 میکرو مدار) در حالت پایدار تعیین می شود. با این حال، از سوی دیگر، پتانسیل در پایه 4 محدوده تنظیم عرض پالس های خروجی ریزمدار را تعیین می کند. با افزایش پتانسیل در پایه 4، این محدوده باریک می شود. وسیع ترین محدوده تنظیم زمانی به دست می آید که پتانسیل در پایه 4 0 باشد.
      با این حال، در این مورد خطری وجود دارد که ممکن است عرض "منطقه مرده" برابر با 0 شود (به عنوان مثال، در صورت افزایش قابل توجه جریان مصرف شده از UPS). این بدان معناست که پالس های کنترلی در پایه های 8 و 11 ریز مدار مستقیماً پس از یکدیگر دنبال می شوند. بنابراین، وضعیتی به نام "خرابی قفسه" ممکن است ایجاد شود. این با اینرسی ترانزیستورهای قدرت اینورتر توضیح داده می شود که نمی توانند فورا باز و بسته شوند. بنابراین، اگر همزمان یک سیگنال قفل را به پایه یک ترانزیستور باز شده قبلی، و یک سیگنال باز کردن قفل را به پایه یک ترانزیستور بسته (یعنی با یک "منطقه مرده" صفر) اعمال کنید، وضعیتی خواهید داشت که یک ترانزیستور هنوز بسته نشده است و دیگری در حال حاضر باز است.
      سپس یک خرابی در قفسه ترانزیستور نیم پل رخ می دهد که شامل جریان عبوری از هر دو ترانزیستور است. این جریان سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور قدرت را دور می زند و عملاً نامحدود است. حفاظت فعلی در این مورد کار نمی کند، زیرا جریان از سنسور جریان عبور نمی کند (در نمودار نشان داده نشده است)، به این معنی که این سنسور نمی تواند سیگنالی را به مدار کنترل ارسال کند. بنابراین جریان عبوری در مدت زمان بسیار کوتاهی به مقدار بسیار زیادی می رسد.
      چنین وضعیتی منجر به گرم شدن بیش از حد ترانزیستورهای قدرت و خرابی آنها می شود. بنابراین، ولتاژ کنترلی که به گیت های ترانزیستورهای قدرت می رسد باید به گونه ای شکل گیرد که ابتدا یکی از این ترانزیستورها به طور مطمئن بسته شود و تنها پس از آن دیگری باز شود. به عبارت دیگر، بین پالس‌های کنترلی که به دروازه‌های ترانزیستورهای قدرت عرضه می‌شوند، باید یک تغییر زمانی وجود داشته باشد که برابر با صفر نباشد ("منطقه مرده"). حداقل مدت زمان مجاز "منطقه مرده" با اینرسی ترانزیستورهای مورد استفاده به عنوان کلیدهای برق تعیین می شود. مشکل دیگر این است که زمان بازیابی نهایی دیودهای یکسو کننده ممکن است به طور قابل توجهی بیشتر از "منطقه مرده" باشد. این به دلیل این واقعیت است که دیودهای واقعی، بر خلاف دیودهای ایده آل، نمی توانند فوراً بسته شوند و جریان ها می توانند در جهت مخالف از آنها عبور کنند که منجر به تلفات، گرمای بیش از حد و خرابی می شود. برای جلوگیری از نوسانات سوئیچینگ، ابتدا لازم است یک "منطقه مرده" بین بسته شدن ترانزیستور VT3 و باز شدن VT4 با حداقل دو برابر زمان بازیابی معکوس دیود ایجاد شود. ثانیاً در صورت امکان بهتر است دیودهای معمولی را کنار بگذارید و از دیودهای شاتکی استفاده کنید (دیودهای شاتکی معمولاً برای ولتاژ معکوس پایین هستند. استفاده از آنها در مبدل های کاهنده حس خاصی دارد).
      بنابراین، در یک مدار ایده آل، سیگنال در دروازه ها برابر با نیم دوره D=0.5 خواهد بود، اما در یک مدار واقعی، به دلایلی که در بالا توضیح داده شد، ما لزوما یک "منطقه مرده" را اضافه می کنیم و در نتیجه در بهترین حالت یک پالس D=0.45 دریافت می کنیم.
      معماری ریزمدار به شما امکان می دهد حداقل مدت زمان "منطقه مرده" را با استفاده از پتانسیل پایه 4 ریزمدار تنظیم کنید. این پتانسیل با استفاده از یک تقسیم کننده خارجی متصل به گذرگاه ولتاژ خروجی منبع مرجع داخلی ریزمدار Uref تنظیم می شود.
      در برخی از نسخه های UPS چنین تقسیم کننده ای وجود ندارد. این بدان معنی است که پس از تکمیل فرآیند شروع نرم (به زیر مراجعه کنید)، پتانسیل در پایه 4 ریز مدار برابر با 0 می شود. در این موارد، حداقل مدت زمان ممکن "منطقه مرده" همچنان برابر 0 نخواهد بود. اما توسط منبع ولتاژ داخلی DA7 (0، 1B) تعیین می شود که به ورودی غیر معکوس مقایسه کننده DA1 با قطب مثبت خود و به پایه 4 ریز مدار با قطب منفی آن متصل می شود. بنابراین، به لطف گنجاندن این منبع، عرض پالس خروجی مقایسه کننده DA1، و در نتیجه عرض "منطقه مرده" تحت هیچ شرایطی نمی تواند برابر با 0 شود، به این معنی که "خرابی در طول رک" اساسا غیرممکن خواهد بود.
      به عبارت دیگر، معماری ریز مدار شامل محدودیت در حداکثر مدت زمان پالس خروجی آن (حداقل مدت زمان "منطقه مرده") است.
      اگر یک تقسیم کننده به پایه 4 ریز مدار متصل باشد، پس از شروع نرم پتانسیل این پایه برابر با 0 نیست، بنابراین عرض پالس های خروجی مقایسه کننده DA1 نه تنها توسط داخلی تعیین می شود. منبع DA7، بلکه توسط پتانسیل باقیمانده (پس از تکمیل فرآیند شروع نرم) در پایه 4. با این حال، در این مورد، همانطور که در بالا ذکر شد، محدوده دینامیکی تنظیم عرض مقایسه کننده PWM DA2 باریک می شود.

     

بیایید عملکرد سوئیچ های برق را در نظر بگیریم.

      هنگام کار بر روی یک بار خازنی، که به طور معمول دروازه ترانزیستور اثر میدانی است، ترانزیستورهای خروجی TL494 توسط یک دنبال کننده امیتر روشن می شوند. هنگامی که جریان متوسط ​​به 200 میلی آمپر محدود می شود، مدار می تواند به سرعت گیت را شارژ کند، اما تخلیه آن با ترانزیستور خاموش غیرممکن است. تخلیه گیت با استفاده از یک مقاومت زمینی نیز به طور رضایت بخشی کند است. از این گذشته ، ولتاژ در خازن گیت به طور تصاعدی کاهش می یابد و برای خاموش کردن ترانزیستور ، گیت باید از 10 ولت به بیش از 3 ولت تخلیه شود. جریان تخلیه از طریق مقاومت همیشه کمتر از جریان شارژ ترانزیستور خواهد بود (و مقاومت کمی گرم می شود و هنگام حرکت به سمت بالا جریان سوئیچ را می رباید).
      برای دور زدن همه این مشکلات، در نسخه ما آبشاری از بسته شدن اجباری ترانزیستورهای کلیدی اجرا شد. چرا تعطیلی؟ زیرا مدار ما در حالت معکوس کار می کند. به عنوان مثال، اجازه دهید یک ضربان. سیگنالی در ریزمدار تولید شد و یکی از کلیدهای آن باز شد (بیایید کلید بالایی را در نمودار بگیریم) و مقاومت R11 را به زمین تغییر داد و در نتیجه پایه VT1 را خاموش کرد (آن را بست). از این لحظه، جریان از طریق مقاومت R12 شروع به جریان می کند و ظرفیت گیت VT3 را شارژ می کند. با شارژ شدن به حالت اشباع، ترانزیستور باز می شود. در لحظه خاموش شدن سیگنال در میکرو مدار، VT1 باز می شود و گیت برق را به زمین سوئیچ می کند و آن را تا زمان بسته شدن تخلیه می کند. توی کلید دوم هم همینطوره ولی در آنتی فاز. ترانزیستور VT1 گیت میدان را تخلیه می کند و تا حدی جریان را از مقاومت R12 هدایت می کند. این یک بار اضافی در ترانزیستور VT1 و از دست دادن کارایی است. این به ویژه در فرکانس های بالا صادق است. این را می توان با نصب یک دنبال کننده معمولی امیتر برطرف کرد، اما این باعث افزایش تعداد قطعات و اندازه برد می شود. به دلیل آخر تصمیم گرفتم درایور تخصصی ماسفت IR4426 را نصب کنم. ساختار آن را به تفصیل توضیح نمی دهم. این درایور توسط شرکت معروف International Rectifier (IR) تولید شده است. به طور طبیعی، آنالوگ هایی از سایر شرکت ها وجود دارد. ریز مدار یک محرک معکوس تخصصی دو دروازه میدانی است.

      طرح جدید:

      مقاومت‌های R12 و R13 هر کدام 10 اهم هستند تا جریان درایور را محدود کنند. دیودهای زنر VD2 و VD3 12-15 ولت کم مصرف هستند تا از گیت ها در برابر افزایش ناگهانی ولتاژ محافظت کنند.
      ولتاژ روی ترانزیستور سوئیچ بسته مجموع ولتاژ تغذیه و EMF نیمه سیم پیچ اولیه است که در حال حاضر باز است. از آنجایی که نسبت تبدیل این سیم پیچ ها برابر با 1 است (سیم پیچ هایی با تعداد دور یکسان)، اضافه ولتاژ روی ترانزیستور کلید به دو برابر ولتاژ تغذیه می رسد. بنابراین، انتخاب ترانزیستور بر اساس ولتاژ مجاز بین الکترودهای قدرت از این شرط است. همچنین لازم است در نظر بگیریم که جریان ترانزیستور سوئیچینگ شامل جریان بار مستقیم است که به مدار اولیه تبدیل شده و جریان مغناطیسی خطی افزایش دهنده القایی سیم پیچ اولیه است. جریان دارای شکل ذوزنقه ای است.
      هر کس oscyk داشته باشد، می توانید همه اینها را با چشمان خود ببینید. به عنوان مثال، در اینجا ولتاژها در بخش های دروازه-درن و منبع-زهکش آورده شده است.

      از شکل دوم فقط مقدار ولتاژ دو برابر در منبع ترانزیستور قدرت را می بینیم.

      ترانسفورماتور Ш 10x13 شکل بدون شکاف. عرض = ضخامت 10 میلی متر = ارتفاع خلاص 13 میلی متر 19 میلی متر (ارتفاع سیم پیچ کار 17 میلی متر)
      اولیه = 4 + 4 دور با سیم دوتایی 0.85 (با نوار در 4 هسته گذاشته شده است)
      ثانویه = 84 دور با سیم 0.6 (چهار لایه 21 چرخشی، دورهای بیشتری مناسب است، اما من فضای خالی در اطراف لبه ها گذاشتم).
      ابتدا 4 لایه ثانویه را با عایق بین لایه ها پیچاندم. آخرین مورد قرار دادن ثانویه در یک لایه نوار با 4 سیم بود. با مقادیر خازن C3 و مقاومت R8 که در نمودار نشان داده شده است، فرکانس تبدیل حدود 40 کیلوهرتز خواهد بود. ولتاژ ورودی 12 ولت خروجی 250 ولت. برای مقادیر زیاد ولتاژ خروجی، تعداد دور سیم پیچ ثانویه باید بر اساس سه ولت در هر دور محاسبه شود. شما فقط می توانید یک ضرب کننده نصب کنید و نگران نباشید.

      برای مونتاژ دستگاه به یک چاپگر لیزری، کاغذ گلاسه از یک مجله زنانه، یک اتو، ورقه ورقه فیبر شیشه، کلرید آهن، یک مته با مته، قطعات رادیویی، صبر و چند بطری آبجو سرد با کراکر نیاز دارید. .

      نمودار را در Layout چهارم رسم کردم.می توانید نمودار را دانلود کنید.

      روی چاپگر چاپ می کنیم، اتو می کنیم، کاغذ را می شوییم، حکاکی می کنیم، سوراخ می کنیم، زباله های اضافی، قلع، قطعات لحیم کاری را می شوییم. یک دستگاه به درستی مونتاژ شده نیازی به تنظیمات اضافی ندارد و بلافاصله کار می کند. تنها نکته این است که ردهای برق روی برد باید با لحیم کردن آنها با ضایعات سیم مسی اضافی با قطر مورد نیاز تقویت شود. خازن های C7 باید با خودالقایی کم استفاده شوند.

      در مورد من، همه چیز همانطور که باید کار می کرد. در حالت بیکار، بدون هیچ باری، مبدل حدود 150 میلی آمپر مصرف می کرد. توان خروجی نامی 100 وات حداکثر 150 وات با خنک کننده اضافی.

      در تصویر دوم واقعاً شب نیست، فقط نحوه واکنش دوربین من به نور روشن است (مانند تنظیم خودکار روشنایی). لامپ کمی بیشتر از حد معمول می درخشد.
      قدرت برای تامین برق یک تلویزیون کوچک بیش از اندازه کافی است.

      مشخص شد که تلویزیون فقط 60 وات مصرف می کند که کمتر از یک لامپ است.
      عیب آن عدم محافظت در برابر اتصال کوتاه در ثانویه (محدود کردن جریان سوئیچ های برق)، عدم کنترل ولتاژ خروجی و نیاز به استفاده از درایور اضافی است. برای عملکرد مطمئن تر مدار (محافظت از انتقال از اضافه ولتاژ - سنبله ها به شکل سوزن)، سوئیچ های برق را می توان با snubbers یا suppressors آویزان کرد. در مورد این موارد و موارد دیگر در قسمت بعدی. در غیر این صورت، می توانید برای سرگرمی این مزخرفات را جمع آوری کنید. تشکر ویژه از رفیق جکسون برای توضیحات مفید در مورد مطالب.

(نه TDA1555، بلکه میکرو مدارهای جدی تر) به منبع تغذیه با منبع تغذیه دوقطبی نیاز دارند. و مشکل در اینجا نه در خود UMZCH بلکه در دستگاهی است که ولتاژ را به سطح مورد نیاز افزایش می دهد و جریان خوبی را به بار منتقل می کند. این مبدل سنگین ترین قسمت یک آمپلی فایر خودروی خانگی است. با این حال، اگر تمام توصیه‌ها را دنبال کنید، می‌توانید با استفاده از این طرح، یک PN اثبات شده جمع‌آوری کنید، نمودار آن در زیر آمده است. برای بزرگنمایی روی آن کلیک کنید.

اساس مبدل یک ژنراتور پالس است که بر روی یک میکرو مدار تخصصی گسترده ساخته شده است. فرکانس تولید با مقدار مقاومت R3 تنظیم می شود. برای دستیابی به بهترین ثبات و کارایی می توانید آن را تغییر دهید. بیایید نگاهی دقیق تر به طراحی تراشه کنترلی TL494 بیندازیم.

پارامترهای تراشه TL494

Upp.chip (پین 12) - Upp.min=9V; Upit.max=40V
ولتاژ مجاز در ورودی DA1، DA2 بیش از Upit/2 نیست
پارامترهای قابل قبول ترانزیستورهای خروجی Q1، Q2:
Uus کمتر از 1.3 ولت؛
Uke کمتر از 40 ولت؛
Ik.max کمتر از 250 میلی آمپر
ولتاژ کلکتور-امیتر باقیمانده ترانزیستورهای خروجی بیش از 1.3 ولت نیست.
من توسط ریز مدار مصرف کردم - 10-12 میلی آمپر
اتلاف برق مجاز:
0.8W در دمای محیط +25C؛
0.3W در دمای محیط +70C.
فرکانس اسیلاتور مرجع داخلی بیش از 100 کیلوهرتز نیست.

• ژنراتور ولتاژ دندان اره DA6; فرکانس با مقادیر مقاومت و خازن متصل به پین ​​های 5 و 6 تعیین می شود.
• منبع ولتاژ مرجع تثبیت شده DA5 با خروجی خارجی (پایه 14)؛
• تقویت کننده خطای ولتاژ DA3;
• تقویت کننده خطا برای سیگنال حد فعلی DA4.
• دو ترانزیستور خروجی VT1 و VT2 با کلکتورها و امیترهای باز.
• مقایسه کننده منطقه مرده DA1;
• مقایسه کننده PWM DA2;
• ماشه فشار-کش پویا D در حالت تقسیم فرکانس با 2 - DD2.
• عناصر منطقی کمکی DD1 (2-OR)، DD3 (2ND)، DD4 (2ND)، DD5 (2-OR-NOT)، DD6 (2-OR-NOT)، DD7 (NOT).
• منبع ولتاژ ثابت با نامی 0.1B DA7.
• منبع DC با مقدار اسمی 0.7 mA DA8.

در صورت اعمال ولتاژ تغذیه به پایه 12 که سطح آن در محدوده 7+ تا 40+ ولت است مدار کنترل شروع می شود. پین اوت تراشه TL494 در تصویر زیر آمده است:

ترانزیستورهای اثر میدانی IRFZ44N بار را نوسان می دهند (ترانسفورماتور قدرت). سلف L1 بر روی یک حلقه فریت با قطر 2 سانتی متر از منبع تغذیه کامپیوتر پیچیده می شود. این شامل 10 دور سیم دوتایی با قطر 1 میلی متر است که در سراسر حلقه پخش شده است. اگر حلقه ندارید، می توانید آن را روی یک میله فریتی به قطر 8 میلی متر و طول چند سانتی متر (بسیار مهم نیست) بپیچید. طراحی تابلو با فرمت Lay - دانلود در .

ما به شما هشدار می دهیم، قابلیت روباتیک واحد مبدل تا حد زیادی به ساخت صحیح ترانسفورماتور بستگی دارد. بر روی یک حلقه فریت 2000 نیوتن متری به ابعاد 40*25*11 میلی متر پیچیده می شود. ابتدا باید تمام لبه ها را با یک فایل گرد کنید و آن را با نوار کتان بپیچید. سیم پیچ اولیه با یک بسته نرم افزاری پیچیده می شود که شامل 5 هسته به ضخامت 0.7 میلی متر است و شامل 2 * 6 دور یعنی 12 می شود. سپس هسته بعدی را نزدیک به هسته اول و به همین ترتیب 5 هسته می پیچیم سیم ها در پایانه ها پیچ خورده اند. سپس در قسمت بدون سیم حلقه، نیمه دوم سیم پیچ اولیه را به همین ترتیب شروع می کنیم. دو سیم پیچ مساوی بدست می آوریم. بعد از این کار حلقه را با نوار برق می بندیم و سیم پیچ ثانویه را با سیم 1.5 میلی متری 2*18 دور به همان شکل اولیه می پیچیم. برای اطمینان از اینکه هیچ چیز در اولین راه اندازی نمی سوزد، باید ترانسفورماتور اولیه را از طریق یک لامپ 40-60 وات از طریق مقاومت های 100 اهم در هر بازو روشن کنید، و همه چیز حتی با خطاهای تصادفی زمزمه می کند. یک اضافه کوچک: یک نقص کوچک در مدار بلوک فیلتر وجود دارد؛ قطعات c19 r22 باید تعویض شوند، زیرا هنگام چرخش فاز، تضعیف دامنه سیگنال در اسیلوسکوپ ظاهر می شود. به طور کلی، این مبدل ولتاژ افزایش دهنده را می توان با خیال راحت برای تکرار توصیه کرد، زیرا قبلاً توسط بسیاری از آماتورهای رادیویی با موفقیت مونتاژ شده است.